Влияние ОС на нелинейные искажения, помехи и динамический диапазон

Можно показать, что при наличии ООС уменьшение помех на выходе усилителя определяется:

Г Т _ U 211 _ U 211

2nF 1 + /3-КЕ F

Но так как ООС одинаково ослабляет и помеху и сигнал, то отношение Uc/Un - не изменится. Введение ООС позволяет уменьшить нелинейные искажения. Физически это объясняется тем, что гармонические составляющие по цепи ОС попадают на вход в противофазе. Это значит, что при том же самом сигнале на входе уровень гармонических составляющих на выходе определяется:

KrF

Кг (l + pKF)

Кг, F '

Это очень важно для усилительных устройств многоканальной связи. Глубина F может составлять 60-70 дБ.

Снижение уровня помех и повышение линейности способствует расширению динамического диапазона

UВЫХ max _ ВХ max

ВЫХ min ВХ min

в пределах линейного участка амплитудной характеристики (Ubeix = f (Ubx))-

Так как напряжение помехи (как и сигнала) с выхода усилителя поступает на вход по цепи обратной связи в противофазе с основным сигналом (и помехой), то в результате произойдет ослабление помехи (при этом соотношение сигнал/помеха не изменится!)

Устойчивость усилителей с ОС. Критерии устойчивости. Запасы устойчивости

Как видно из гибридной схемы (рис.3-6) усилитель и цепь ОС составляют замкнутое кольцо, которое принято называть петлей обратной связи.

Для замкнутой цепи ОС, как было уже показано, имеются количественные характеристики величины обратной связи (рис.3-10):

- глубина обратной связи (отрицательной)

F=l + Z?-<

- и комплексный коэффициент обратной связи Д =

вых

Для количественной оценки характеристик петли обратной связи применяются показатели:

  • - коэффициент петлевого усиления Кп = р-Ки
  • - и величина возвратного отношения Т = -Кп.

При этом глубина ООС:

F = + Kn = i-T

Величина возвратного отношения Т - комплексная величина, характеризуется модулем Т и аргументом фт - фазой обратной связи.

Модуль глубины ОС F определяется через Т и фт

(рис.3-19):

F = 11 + Т • elv' I = д/1 + 27’cos

При F = 1 получаем величину возвратного отношения

Т= - 2 созфт, зависимость которого от частоты имеет вид окружности с единичным радиусом:

  • 1) любой вектор из начала координат, лежащий на окружности относится к нейтральной ОС (вектор 1), которая влияет лишь на фазу выходного напряжения;
  • 2) при F< 1 Т< - 2 созфт , т.е. векторы находятся внутри окружности, не соприкасаясь с ней. Это положительная ОС - векторы 2,3;
  • 3) если вектор оказывается вне круга, то ОС - отрицательная (векторы 4,5,6);

4) отдельный случай - расположение векторов на оси вещественных значений Т (при <рт= 180° и фТ = 0°):

при фт = 180° и Т < 1, вектор внутри круга -положительная ОС (вектор 3);

при фт = 180° и Т > 1, то усилитель неустойчив, самовозбуждается, превращаясь в генератор (вектор 5);

прифт=0° - отрицательная ОС (вектор 6).

Критерий Найквиста: в соответствии с ним усилитель с ОС устойчив, если (рис.3-20) годограф вектора возвратного отношения T(jf) не охватывает точки с координатами (-1,0) в области изменения частоты от 0 до оо.

Годограф - кривая, по которой проходит конец вектора Т при изменении частоты от 0 до оо.

На рис. 3-21 показан годограф возвратной разности неустойчивого усилителя. Однако, если уменьшить коэффициент усиления, то T(f) уменьшится и неустойчивый усилитель станет устойчивым (пунктир.)

Условно устойчивый усилитель (рис.3-22): при перегрузках усилителя (сигналом или помехой) критическая точка (-1,0) может оказаться внутри годографа - наблюдается самовозбуждение (потеря устойчивости).

Чтобы не допустить потери устойчивости делают автоматическую регулировку, изменяя годограф (см. пунктир на рис.3-22).

Запасы устойчивости определяют с помощью годографа (рис.3-23).

|ІіпТ(Ю

рис.3-23

Для обеспечения устойчивости с запасом, который необходим из-за разброса и непостоянства параметров усилителей и их зависимости от температуры, от изменения напряжения источников питания, от времени и т.д., годограф должен проходить на некотором удалении от точки (-1,0); т.е. должны быть запасы по X - по модулю Т (в децибелах) и Y - по аргументу <р: это связано с тем, что фазовый сдвиг является зависимым от соотношений активных и реактивных цепей (L и С на ВЧ (выводы, паразитные ёмкости); на НЧ - это блокировочные ёмкости в цепях питания и т.д.).

Годограф вектора T(jf) должен находится вне области PQRS (рис.3-23): при этом рекомендуемые значения запаса по модулю порядка Х= 9 дБ и по аргументу Y = 1/6 = лу = л/6 = 30°.

Ниже приведены основные меры по обеспечению устойчивости.

1. Нужны меры по снижению коэффициента петлевого усиления Кп = /3 ? Кц на частотах, где фаза обратной связи достигает 180°.

Для этого нужно уменьшить число каскадов, охваченных ОС, или охватывать ОС каскады, дающие малые фазовые сдвиги (резисторные).

2. Если есть трансформатор на выходе усилителя, то ОС надо снимать с первичной обмотки, если на входе-то подавать ОС во вторичную обмотку.

При этом будут минимальные сдвиги фазы.

  • 3. Если в усилителе много каскадов с ОС - то желательно общую петлю ОС разделять на несколько.
  • 4. Можно применять корректирующие цепочки, уменьшающих сдвиг фазы петли ОС.

Например (рис.3-24):

RH Сн снижает коэффициент усиления на НЧ и отодвигает фазовый сдвиг в область очень НЧ, устраняя неустойчивость на рабочей частоте.

RBCB аналогично действует в области ВЧ. Их необязательно применять вместе.

 
Посмотреть оригинал
< Пред   СОДЕРЖАНИЕ   ОРИГИНАЛ   След >